О.Стариков

Рассмотрев в предыдущей статье базовую схему ФАПЧ и принцип ее функционирования, теперь приступим к рассмотрению базовой схемы классического ФАПЧ синтезатора частоты, которая представлена на рис. 1.

Рисунок 1. Структурная схема однопетлевого ФАПЧ синтезатора частоты

• RD (Reference Divider) - опорный делитель;
• PD (Phase Detector) - фазовый детектор;
• LPF (Low Pass Filter) - фильтр нижних частот;
• VCO (Voltage-Controlled Oscillator) - генератор управляемый напряжением;
• DFFD (Divider with a float factor of division) - делитель с переменным коэффициентом деления;
• PR (Prescaler) - предварительный делитель частоты;
• SC (Swallowing Counter) - поглощающий счетчик;
• Fref - опорная частота;
• Fout - выходная частота;
• R - коэффициент деления опорного делителя;
• fo - опорная частота после деления;
• f1 - частота после деления в DFFD, (частота сравнения);
• NDFFD - коэффициент деления DFFD (целое число без остатка);
• Ksc - коэффициент деления поглощающего счетчика;
• P/P+n - коэффициент деления прескалера (10/11, 20/22, 30/33, 40/44).

Ниже приведены выражения показывающие связь между опорной частотой, коэффициентами деления счетчиков и выходной частотой.

Шаг сетки частот dF на выходе синтезатора можно рассчитать по формуле:

Отсюда опорная частота после деления в опорном делителе должна быть:

Выражение для определения выходной (синтезируемой) частоты будет иметь вид:

Fout = fo P NDFFD + fo n Ksc

Шаг частоты на единицу кода NDFFD расчитывается, как:

Коэффициент деления NDFFD (целое число без остатка) расчитывается по формуле:

NDFFD = Fout / (fo P)

Коэффициент деления поглощающего счетчика (т.е остаток от деления при вычислениии кода NDFFD, деленный на минимальный шаг сетки частот) расчитывается, как:

Ksc = (Fout / (fo P) - NDFFD) / (n fo)

Так, как в качестве делителя PR используется прескалер с коэффициентами P/P+n, то при вычислении шага сетки частот dF можно заметить, что при использовании коэффициентов деления 20/22 и выше, значение шага сетки частот отличается от опорной частоты на значение nfo, а значение шага частоты на единицу кода NDFFD равно: dFDFFD = fo P или dFDFFD = (dF / n) P , т.к. fo = dF / n, но так, как отношение P/n равно 10 (10/1, 20/2, 30/3, 40/4) получается, что: dFDFFD = 10 dF.

Т.е по сути мы имеем кольцевой делитель по модулю 10. С учетом вышесказанного и анализируя выражения (10) - (14) предыдущей статьи данного цикла, получим еще две формулы, которые отображают весь процесс синтезирования для данной базовой схемы.

Изменение коэффициентов деления DFFD происходит, согласно выражению: (NDFFD (P/n)),т.е всякий раз с каждым новым шагом настройки, на единицу изменяется все выражение в скобках, т.к мы имеем дело с кольцевым делителем. По другому можно записать: (NDFFD x 10) + 1.

Рассмотрим теперь компоненты, на основе которых строится ФАПЧ синтезатор. Одним, из важных узлов, является фазовый детектор, который может быть линейным и выполнен как "четырехквадратный умножитель", или цифровым, выполненный на элементе "Исключающее -ИЛИ". Такой детектор работает с аналоговыми сигналами или с сигналами прямоугольной формы со скважностью 50%. Если на вход такого детектора подать прямоугольные импульсы, то зависимость его выходного напряжения от фазовой разности (при использовании фильтра нижних частот) будет иметь вид показанный на рис. 2.

Детекторы вышеуказанного типа, обладают высокой линейностью и применяются в основном для синхронного детектирования сигналов. Для частотного синтеза сигналов детекторы этого типа мало подходят по причине повышенной остаточной пульсации, даже когда оба сигнала равны по фазе. Это вызывает периодические фазовые изменения, так называемую фазовую модуляцию, и повышенный уровень шума на выходе системы.

Существуют также другой тип детектора, который работает по фронтам прямоугольных импульсов, и обладает чувствительностью только относительно расположения фронтов опорного сигнала и сигнала VCO. Детектор этого типа генерирует выходные импульсы только тогда, когда появляется фазовая разность между опорным сигналом и сигналом VCO. Эти импульсы по ширине равны промежутку времени между соответствующими фронтами двух входных сигналов, и называются как, импульсы "опережения" или "отставания" во время действия которых, схема источника тока либо "отводит", либо "отдает" ток. Во время же отсутствия этих импульсов, выход фазового детектора находится в разомкнутом состоянии. На рис. 3. показана зависимость выходного напряжения от фазовой разности для такого детектора.

Конденсатор фильтра нижних частот является элементом запоминания напряжения, которое поддерживает требуемую частоту настройки VCO. Об этом свойстве "памяти" мы говорили в первой части цикла, когда рассматривали контуры регулирования "первого" и "второго" порядка.

Т.е, при фазовой разности, фазовый детектор данного типа, генерирует последовательность импульсов, которые с выхода источника тока в виде управляющего напряжения соответствующей полярности, заряжают или разряжают конденсатор фильтра до напряжения синхронизма VCO и системы в целом. Поскольку, во время отсутствия импульсов рассогласования выход фазового детектора является разомкнутым (на практике все же возможен эффект дрейфа VCO или холостого хода), то и отсутствуют остаточные пульсации и фазовая модуляция, а соответственно уменьшается суммарный уровень шума системы.

На рис. 4 приведена принципиальная схема детектора, работающего по фронтам прямоугольных импульсов, выполненного на триггерах D - типа.

В этом устройстве, D - триггер запускается по положительным фронтам входных прямоугольных импульсов, и имеет следующие выходные состояния:

• 11 - оба выхода имеют высокое состояние, и подключены через схему AND (U3) назад ко входам CLR обоих триггеров.
• 00 - при таком состоянии выходов Q1 и Q2 оба транзистора P1 и N1 закрыты, и выход OUT имеет по существу высокий импенданс, т.е. разомкнутое состояние.
• 10 - при таком состоянии выходов, транзистор P1 открыт, а N1 закрыт и на выходе присутствует положительный потенциал источника питания.
• 01 - в этом случае транзистор P1 закрыт, а N1 открыт и на выходе присутствует отрицательный потенциал источника питания.

Элемент задержки DELAY включенный между выходом элемента U3 и входами CLR триггеров препятствует дрейфу VCO и способствует более четкому вхождению системы в синхронизм.

Так, в момент времени, когда оба сигнала на входах +IN и -IN стремятся стать равными, процесс изменения выходной частоты VCO замедляется, в результате чего на выходе источника тока появляется некоторая ненулевая компонента сигнала, так называемые "ни положительные - ни отрицательные" импульсы тока. Появление таких импульсов вызвало бы существенный дрейф VCO, в результате которого, снова появились бы или положительные или отрицательные импульсы рассогласования, и процесс снова бы повторился. Этот эффект циклической работы, вызвал бы появление на выходе источника тока модулированного сигнала, который являлся бы субгармоникой входной опорной частоты фазового детектора. Такой сигнал привел бы к очень существенным наводкам в выходном спектре VCO. Этот циклической эффект называют еще эффектом холостого хода, или люфта. С элементом задержки, даже когда оба входные сигналы равны по фазе, источником тока все еще будут генерироваться импульсы, которые не дадут VCO дрейфовать, и введут систему в синхронизм.

Кстати, необходимо заметить, что когда рассогласование на входах +IN и -IN существенное, то здесь, наоборот происходит быстрое изменение выходной частоты VCO. Сигнал рассогласования, поэтому является асиметричным и меняется более медленно в той части цикла, где сигналы на входах +IN и -IN стремятся сравняться, и наоборот.

Последние замечания относительно элемента задержки и дрейфа VCO как раз объясняют то, что теоретически, казалось бы при равенстве входных сигналов, выход фазового детектора должен быть разомкнут, а практически возникает несколько другая неприятная ситуация, вызывающая этот самый дрейф. В зарубежной литературе, импульс формируемый элементом задержки DELAY называют антилюфтовым широким импульсом (anti - backlash pulse width).

Типовой расчет фильтра нижних частот и расчет общего коэффициента передачи контура приведен в . Также на сайте www.analog.com представлена программа расчета фильтра нижних частот "Loop Filter Design".

Опорный делитель RD, имеет, как правило, набор фиксированных коэффициентов деления задаваемых программно, которые определяют значение опорной частоты. Значение опорной частоты, находится обычно в диапазоне от нескольких десятков до сотен килогерц. В качестве базового источника опорной частоты используют или кварцевый резонатор на несколько мегагерц (десятков мегагерц), или термостатированный генератор. Необходимо заметить, что стабильность частоты кварцевого резонатора или термостатированного генератора в большой степени (если не в основной), определяет стабильность всей системы в целом, т.к. опорная частота fo, по сути является эталонной. Создание высокостабильных термостатированных источников частоты является достатотчно ответственным делом, и требует отдельного разговора. Делитель с переменным коэффициентом деления DFFD также является программируемым, который задает отношение между входной и выходной частотами. Реализация такого делителя производится на основе счетчиков с разрядностью, определяемой максимальным коэффициентом деления. По сути, изменением коэффициента деления этого делителя мы изменяем значение выходной частоты.

Прескалер PR - это предварительный делитель частоты, который имеет двойной коэффициент деления. Эта структура возникла как решение проблемы, связанной с использованием достаточно высоких частот (от сотен МГц до нескольких ГГц) на выходе VCO.

Если такую частоту непосредственно подавать на вход делителя с переменным коэффициентом деления, то при опорной частоте равной 10 кГц и частоте VCO, скажем 1 ГГц, потребуется коэффициент деления порядка 100000, что в свою очередь потребует применения в качестве делителя с переменным коэффициентом деления по крайней мере 17- разрядного счетчика, который в добавок ко всему должен быть способен работать на данной входной частоте. Чтобы получать на выходе VCO такие достаточно высокие частоты и функционировать в этом диапазоне, перед делителем с переменным коэффициентом деления включают прескалер, который понижает выходную частоту до диапазона, в котором функционирует стандартная КМОП логика. Однако, при использовании двух модульного прескалера типа P/P+n в синтезаторе, выполненном согласно структурной схемы на рис. 1, падает разрешающая способность системы (увеличивается шаг сетки частот), т.к. dF = fo n.

Если бы, в качестве предварительного делителя использовался простой прескалер с коэффициентом деления P, то dF было бы равно fo, а выходная частота опредялалась бы как:

Fout = fo P NDFFD + fo Ksc

На практике отношения значений Fout, fo, NDFFD и P стараются выбирать такими, чтобы значение поглощающего счетчика было равно нулю (тогда его можно в принципе исключить из схемы) и выходная частота для схемы простого прескалера будет определяться, как:

Fout = fo P NDFFD

Структурная схема синтезатора изображенная на рис. 5, позволяет поддерживать выходную разрешающую способность системы, как fo, при использовании двух модульного прескалера, c коэффициентами деления P/P+1.

Однако, здесь необходимо учитывать следующее:

1. Выходные сигналы обоих счетчиков находятся в высоком состоянии, если они (счетчики) "не определены", т.е. не подключены, и находятся в режиме ожидания. Подключение счетчиков происходит при определенной выходной частоте прескалера. (Об этом, будет рассказано в следующих статьях цикла, когда будет рассматриваться конкретная компонентная реализация).
2. Когда счетчик B подключен, его выход принимает низкое состояние, и разрешается загрузка обоих счетчиков новыми значениями.
3. Значение, загружаемое в счетчик B, должно быть всегда больше значения загружаемого в счетчик A.

Предположим, что счетчик В только что подключился, и в оба счетчика загружены новые значения А и В. Это позволяет найти количество циклов VCO, необходимых для того, чтобы привести его снова в состояние стабильности. Пока счетчик А не подключен, прескалер делит (уменьшает) частоту на P+1. Так, оба счетчика будут вести счет, уменьшая значения на 1, и каждый раз прескалер будет считать (P+1) циклов VCO. Таким образом, счетчик A будет подключен после ((P+1) x A) циклов VCO. В этот момент прескалер подключается к делителю P. Также, можно сказать, что в это время счетчик B все еще имеет (B - A) циклов перед тем, как переключиться в режим ожидания. Это будет до тех пор, пока получим состояние ((B - A) x P). Система теперь стремится назад к начальному условию, из которого мы ее запустили. Общее количество циклов VCO, необходимых для того, чтобы это случилось.

N = (A x (P +1)) + ((B - A) x P) = AP + A +BP - AP = A +BP

При использовании двух модульного прескалера необходимо учитывать самые низкие и самые высокие значения N. Эти значения должны быть такими, чтобы получить действительный диапазон, позволяющий изменять N с дискретным целым шагом.

Полагают, что выражение N = A + BP, гарантирующее непрерывное разнесение целого числа для N, должно быть в диапазоне от 0 до (P -1). Тогда, каждый раз увеличивая В, имеется достаточно разрешающей способности, чтобы заполнить все значения целого числа между ВР и (В+1) x Р. Как было уже отмечено выше, для функционирования двух модульного прескалера, значение В должно быть больше (или равно) А. Минимальное значение для N, имеющее способность к приращению в дискретных целых шагах, может быть получено как:

Nmin = (Bmin x P) +Amin = ((P - 1)) x P) + 0 = P? - P

а максимальное как:

Nmax = (Bmax x P) +Amax

В этом случае значения Amax и Bmax определяются разрядностью счетчиков A и B.

Следующим, достаточно важным узлом, является генератор управляемый напряжением - VCO. Развитию этой темы можно было бы посвятить не одну публикацию, т.к. это достаточно важное устройство, которое должно обеспечивать высокие характеристики по стабильности частоты, шумовым параметрам, не подвергаться самовозбуждению и генерировать спектрально чистый сигнал во всем частотном диапазоне. Проектирование и конструирование генераторов управляемых напряжением (как в прочем и других узлов ВЧ и СВЧ техники) требует хороших знаний и наличие практического опыта в высокочастотной схемотехнике. К счастью, в настоящее время существуют законченные модули VCO, которые обеспечивают хорошие характеристики для всевозможных применений. Такими примерами могут служить VCO 190-902T компании Vari - L (www.vari-L.com ), MC1648 компании MOTOROLA (motorola.com ), MQE520 - 1800 Murata, а также VCO таких производителей, как, Alps, Mini-Circuits, Z-Comm, Micronetics. Все вышеперечисленные элементы, входящие в состав ФАПЧ синтезаторов частот как правило выполняются в едином конструктивном исполнении (за исключением фильтра нижних частот и VCO) и представляют собой самостоятельный узел выполненный в виде интегральной схемы. Здесь необходимо однако оговориться по поводу отдельной реализации VCO, т.к. уже существуют однокристальные устройства реализующие в себе полный синтезатор с VCO и ряд дополнительных блоков. О таких устройствах для СВЧ применений говорилось уже на страницах журнала CHIP NEWS, в частности в №4 за 2001 год стр. 30 - 31, 48 - 49.

В заключении этой статьи хотелось бы уделить внимание важной для ФАПЧ систем теме - фазовому шуму. Существует так называемая, долгосрочная и краткосрочная стабильность частоты системы ФАПЧ и синтезаторов. Если долгосрочная характеризует стабильность частоты в течении длительного периода времени (часы, дни, недели), то краткосрочная стабильность характеризует изменения происходящие в течении секунд или долей секунд. Эти краткосрочные изменения могут быть случайными или периодическими, и представляют собой спектр со случайными и дискретными частотными составляющими, которые порождают широкие всплески и побочные пики в спектре выходного сигнала. Дискретные побочные составляющие вызваны тактовой частотой опорного источника сигнала, интерференцией линии питания и продуктами преобразования. Расширение, вызванное флуктуацией случайных помех называется фазовым шумом, и может являться следствием теплового, дробового и фликкер шума в активных и пассивных компонентах. К выходному сигналу VCO добавляется сигнал ошибки, значение которой определяется как средне - квадратичное значение фазовой флуктуации (погрешности фазы или колебания) и может быть выражено в пикосекундах или в градусах среднеквадратичного значения. Важно заметить, что полный выходной шум зависит от шума, вносимого каждым элементом схемы, т.е. от шума фазового детектора, источника тока, делителей, VCO, и может быть рассчитан, как шум подаваемый назад на вход фазового детектора. Чтобы определить полный шум на выходе системы, необходимо все составляющие представить в среднеквадратичном значении.

S2 = X2 + Y2 + Z2

где, S2 - полная мощность фазового шума на выходе системы;

X2 - мощность шума опорного делителя и делителей цепи обратной связи, подаваемая на входы фазового детектора;

Y2- мощность шума на выходе источника тока, обусловленная шумами от вышеперечисле - нных делителей и собственно, от шума самого фазового детектора и источника тока;

Z2 - мощность шума, вносимого VCO.

Необходимо вспомнить, что характеристика фильтра нижних частот с частотой среза на уровне 3 dB, обозначает ширину полосы пропускания контура Bw. Для частотных сдвигов на выходе меньше, чем Bw доминируют значения шума X и Y, а для частотных сдвигов намного больше, чем Bw доминируют значения фазового шума Z. Малое значение для Bw наиболее предпочтительно, т.к. позволяет минимизировать общее значение фазового шума, однако, может быть следствием медленного переходного процесса. Поэтому, определение ширины полосы пропускания должно зависеть от переходной характеристики и полной мощности интегрированного фазового шума.

Литература

1. Curtin M., O"Brien P. Phase-Locked Loops for High-Frequency Receivers and Transmitters - Part 2 Analog Dialogue 33 - 5 (1999).
2. Curtin M., O"Brien P. Phase-Locked Loops for High-Frequency Receivers and Transmitters - Part 3 Analog Dialogue 33 - 7 (1999).
3. Horowitz P., Hill W. The Art of Electronics, Second Edition, Cambridge University Press 1989.
4. SGS - THOMSON Microelectronics, Micropower Phase-Locked Loop, 1994.

Согласно последним данным статистики примерно 70% всей выработанной электроэнергии в мире потребляет электропривод. И с каждым годом этот процент растет.

При правильно подобранном способе управления электродвигателем возможно получение максимального КПД, максимального крутящего момента на валу электромашины, и при этом повысится общая производительность механизма. Эффективно работающие электродвигатели потребляют минимум электроэнергии и обеспечивают максимальную экономичность.

Для электродвигателей, работающих от преобразователя частоты ПЧ, эффективность во многом будет зависеть от выбранного способа управления электрической машиной. Только поняв достоинства каждого способа, инженеры и проектировщики систем электроприводов смогут получить максимальную производительность от каждого способа управления.
Содержание:

Способы контроля

Многие люди, работающие в сфере автоматизации, но не сталкивающиеся вплотную с процессами разработки и внедрения систем электроприводов полагают, что управление электродвигателем состоит из последовательности команд, вводимых с помощью интерфейса от пульта управления или ПК. Да, с точки зрения общей иерархии управления автоматизированной системой это правильно, однако есть еще способы управления самим электродвигателем. Именно эти способы и будут оказывать максимальное влияние на производительность всей системы.

Для асинхронных электродвигателей, подключенных к преобразователю частоты, существует четыре основных способа управления:

• U/f – вольт на герц;
• U/f с энкодером;
• Векторное управление с разомкнутым контуром;
• Векторное управление с замкнутым контуром;

Все четыре метода используют широтно-импульсную модуляцию ШИМ, которая изменяет ширину фиксированного сигнала путем изменения длительности импульсов для создания аналогового сигнала.

Широтно-импульсная модуляция применяется к преобразователю частоты путем использования фиксированного напряжения шины постоянного тока. путем быстрого открытия и закрытия (правильней сказать коммутации) генерируют выходные импульсы. Варьируя ширину этих импульсов на выходе получают «синусоиду» нужной частоты. Даже если форма выходного напряжения транзисторов импульсная, то ток все равно получается в виде синусоиды, так как электродвигатель имеет индуктивность, которая влияет на форму тока. Все методы управления основываются на ШИМ модуляции. Разница между методами управления заключается лишь в методе вычисления подаваемого напряжения на электродвигатель.

В данном случае несущая частота (показана красным) представляет собой максимальную частоту коммутации транзисторов. Несущая частота для инверторов, как правило, лежит в пределах 2 кГц – 15 кГц. Опорная частота (показана синим) представляет собой сигнал задания выходной частоты. Для инверторов применимых в обычных системах электроприводов, как правило, лежит в пределах 0 Гц – 60 Гц. При накладывании сигналов двух частот друг на друга, будет выдаваться сигнал открывания транзистора (обозначен черным цветом), который подводит силовое напряжение к электродвигателю.

Способ управления U/F

Управление вольт-на-герц, наиболее часто называемое как U/F, пожалуй, самый простой способ регулирования. Он часто используется в несложных системах электропривода из-за своей простоты и минимального количества необходимых для работы параметров. Такой способ управления не требует обязательной установки энкодера и обязательных настроек для частотно-регулируемого электропривода (но рекомендовано). Это приводит к меньшим затратам на вспомогательное оборудование (датчики, провода обратных связей, реле и так далее). Управление U/F довольно часто применяют в высокочастотном оборудовании, например, его часто используют в станках с ЧПУ для привода вращения шпинделя.

Модель с постоянным моментом вращения имеет постоянный вращающий момент во всем диапазоне скоростей при одинаковом соотношении U/F. Модель с переменным соотношением вращающего момента имеет более низкое напряжение питания на низких скоростях. Это необходимо для предотвращения насыщения электрической машины.

U/F — это единственный способ регулирования скорости асинхронного электродвигателя, который позволяет регулирование нескольких электроприводов от одного преобразователя частоты. Соответственно все машины запускаются и останавливаются одновременно и работают с одной частотой.

Но данный способ управления имеет несколько ограничений. Например, при использовании способа регулирования U/F без энкодера нет абсолютно никакой уверенности, что вал асинхронной машины вращается. Кроме того, пусковой момент электрической машины при частоте 3 Гц ограничивается 150%. Да, ограниченного крутящего момента более чем достаточно для применения в большинстве существующего оборудования. Например, практически все вентиляторы и насосы используют способ регулирования U/F.

Данный метод относительно прост из-за его более «свободной» спецификации. Регулирование скорости, как правило, лежит в диапазоне 2% — 3% максимальной выходной частоты. Отклик по скорости рассчитывается на частоту свыше 3 Гц. Скорость реагирования частотного преобразователя определяется быстротой его реакции на изменение опорной частоты. Чем выше скорость реагирования – тем быстрее будет реакция электропривода на изменение задания скорости.

Диапазон регулирования скорости при использовании способа U/F составляет 1:40. Умножив это соотношение на максимальную рабочую частоту электропривода, получим значение минимальной частоты, на которой сможет работать электрическая машина. Например, если максимальное значение частоты 60 Гц, а диапазон составляет 1:40, то минимальное значение частоты составит 1,5 Гц.

Паттерн U/F определяет соотношение частоты и напряжения в процессе работы частотно-регулируемого электропривода. Согласно ему, кривая задания скорости вращения (частота электродвигателя) будет определять помимо значения частоты еще и значения напряжения, подводимого к клеммам электрической машины.

Операторы и технические специалисты могут выбрать необходимый шаблон регулирования U/F одним параметром в современном частотном преобразователе. Предустановленные шаблоны уже оптимизированы под конкретные применения. Также существуют возможности создания своих шаблонов, которые будут оптимизироваться под конкретную систему частотно-регулируемого электропривода или электродвигателя.

Такие устройства как вентиляторы или насосы имеют момент нагрузки, который зависит от скорости их вращения. Переменный крутящий момент (рисунок выше) шаблона U/F предотвращает ошибки регулирования и повышает эффективность. Эта модель регулирования уменьшает токи намагничивания на низких частотах за счет снижения напряжения на электрической машине.

Механизмы с постоянным крутящим моментом, такие как конвейеры, экструдеры и другое оборудование используют способ регулирования с постоянным моментом. При постоянной нагрузке необходим полный ток намагничивания на всех скоростях. Соответственно характеристика имеет прямой наклон во всем диапазоне скоростей.

Способ управления U/F с энкодером

Если необходимо повысить точность регулирования скорости вращения в систему управления добавляют энкодер. Введение обратной связи по скорости с помощью энкодера позволяет повысить точность регулирования до 0,03%. Выходное напряжение по-прежнему будет определятся заданным шаблоном U/F.

Данный способ управления не получил широкого применения, так как представляемые им преимущества по сравнению со стандартными функциями U/F минимальны. Пусковой момент, скорость отклика и диапазон регулирования скорости – все идентично со стандартным U/F. Кроме того, при повышении рабочих частот могут возникнуть проблемы с работой энкодера, так как он имеет ограниченное количество оборотов.

Векторное управление без обратной связи

Векторное управление (ВУ) без обратной связи используется для более широкого и динамичного регулирования скорости электрической машины. При пуске от преобразователя частоты электродвигатели могут развивать пусковой момент в 200% от номинального при частоте всего 0,3 Гц. Это значительно расширяет перечень механизмов, где может быть применен асинхронный электропривод с векторным управлением. Этот метод также позволяет управлять моментом машины во всех четырех квадрантах.

Ограничение вращающего момента осуществляется двигателем. Это необходимо для предотвращения повреждения оборудования, машин или продукции. Значение моментов разбивают на четыре различных квадранта, в зависимости направления вращения электрической машины (вперед или назад) и в зависимости от того, реализует ли электродвигатель . Ограничения могут устанавливаться для каждого квадранта отдельно или же пользователь может задать общий вращающий момент в преобразователе частоты.

Двигательный режим асинхронной машины будет при условии, что магнитное поле ротора отстает от магнитного поля статора. Если магнитное поле ротора начнет опережать магнитное поле статора, то тогда машина войдет в режим рекуперативного торможения с отдачей энергии, проще говоря – асинхронный двигатель перейдет в генераторный режим.

Например, машина по закупорке бутылок может использовать ограничение момента в квадранте 1 (направление вперед с положительным моментом) для предотвращения чрезмерного затягивания крышки бутылки. Механизм производит движение вперед и использует положительный момент для того, чтобы закрутить крышку бутылки. А вот устройство, такое как лифт, с противовесом тяжелее, чем пустая кабина, будет использовать квадрант 2 (обратное вращение и положительный момент). Если кабина подымается на верхний этаж, то крутящий момент будет противоположен скорости. Это необходимо для ограничения скорости подъема и недопущения свободного падения противовеса, так как он тяжелее, чем кабина.

Обратная связь по току в данных преобразователях частоты ПЧ позволяет устанавливать ограничения по моменту и току электродвигателя, поскольку при увеличении тока растет и момент. Выходное напряжение ПЧ может изменятся в сторону увеличения, если механизм требует приложения большего крутящего момента, или уменьшатся, если достигнуто его предельно допустимое значение. Это делает принцип векторного управления асинхронной машиной более гибким и динамичным по сравнению с принципом U/F.

Также частотные преобразователи с векторным управлением и разомкнутым контуром имеют более быстрый отклик по скорости – 10 Гц, что делает возможным его применение в механизмах с ударными нагрузками. Например, в дробилках горной породы нагрузка постоянно меняется и зависит от объема и габаритов обрабатываемой породы.

В отличии от шаблона управления U/F векторное управление использует векторный алгоритм, для определения максимально эффективного напряжения работы электродвигателя.

Векторное управления ВУ решает данную задачу благодаря наличию обратной связи по току двигателя. Как правило, обратная связь по току формируется внутренними трансформаторами тока самого преобразователя частоты ПЧ. Благодаря полученному значению тока преобразователь частоты проводит вычисления вращающего момента и потока электрической машины. Базовый вектор тока двигателя математически расщепляется на вектор тока намагничивания (I d) и крутящего момента (I q).

Используя данные и параметры электрической машины ПЧ вычисляет векторы тока намагничивания (I d) и крутящего момента (I q). Для достижения максимальной производительности, преобразователь частоты должен держать I d и I q разведенными на угол 90 0 . Это существенно, так как sin 90 0 = 1, а значение 1 представляет собой максимальное значение крутящего момента.

В целом векторное управление асинхронным электродвигателем осуществляет более жесткий контроль. Регулирование скорости составляет примерно ±0,2% от максимальной частоты, а диапазон регулирования достигает 1:200, что позволяет сохранять вращающий момент при работе на низких скоростях.

Векторное управление с обратной связью

Векторное управление с обратной связью использует тот же алгоритм управления, что и ВУ без обратной связи. Основное различие заключается в наличии энкодера, что дает возможность частотно-регулируемому электроприводу развивать 200% пусковой момент при скорости 0 об/мин. Этот пункт просто необходим для создания начального момента при трогании с места лифтов, кранов и других подъемных машин, чтоб не допустить просадки груза.

Наличие датчика обратной связи по скорости позволяет увеличить время отклика системы более 50 Гц, а также расширить диапазон регулирования скорости до 1:1500. Также наличие обратной связи позволяет управлять не скоростью электрической машиной, а моментом. В некоторых механизмах именно значение момента имеет большую важность. Например, мотальная машина, механизмы закупорки и другие. В таких устройствах необходимо регулировать момент машины.

В настоящее время при разработке радиоэлектронной аппаратуры уделяется огромное внимание стабильности ее характеристик. Средства подвижной радиосвязи, в том числе сотовой связи не являются исключением. Основным условием достижения стабильных характеристик узлов радиоэлектронной аппаратуры является стабильность частоты задающего генератора.

В составе любой радиоэлектронной аппаратуры, в том числе приемников, передатчиков, микроконтроллеров обычно присутствует большое количество генераторов. Первоначально приходилось применять усилия для обеспечения стабильности частоты всех генераторов. С развитием цифровой техники люди научились формировать колебание любой частоты из одной исходной частоты. В результате появилась возможность выделить дополнительные средства для повышения стабильности частоты ОДНОГО генератора и тем самым получить целый ряд частот с очень высокой стабильностью. Такой генератор частот получил название опорный генератор

Первоначально для получения стабильных колебаний LC генераторов применялись особые конструктивные методы:

• Изменение индуктивности за счет расширения металла проволоки компенсировали выбором материала сердечника, влияние которого было обратным по отношению к влиянию проводников индуктивности;
• осуществляли вжигание металла в керамический сердечник с малым температурным коэффициентом расширения;
• в контур включались конденсаторы с различным температурным коэффициентом емкости (ТКЕ).

Таким образом удавалось достигнуть стабильности частоты опорного генератора 10 -4 (на частоте 10 МГц уход частоты составлял 1 кГц)

Одновременно велись работы по применению совершенно других методов получения стабильных колебаний. Были разработаны струнные, камертонные, магнитострикционные генераторы. Их стабильность достигала весьма высоких значений, но при этом габариты, сложность и цена препятствовали их широкому распространению. Революционным прорывом оказалась разработка генераторов с применением . Одна из наиболее распространенных схем кварцевых генераторов, выполненная на биполярном транзисторе, приведена на рисунке 1.

В этой схеме опорного генератора баланс амплитуд обеспечивается транзистором VT1 а баланс фаз — контуром Z1, C1, C2. Генератор собран по стандартной . Отличием является то, что вместо катушки индуктивности применяется кварцевый резонатор Z1. Следует заметить, что в данной схеме не обязательно для обеспечения стабильной работы схемы применять . Часто оказывается вполне достаточно и . Подобная схема приведена на рисунке 2.

Схемы кварцевых генераторов, приведенных на рисунках 1 и 2, позволяют получить стабильность частоты опорного колебания порядка 10 -5 На кратковременную стабильность колебаний опорного генератора наибольшее влияние оказывает нагрузка. При присутствии на выходе опорного генератора посторонних колебаний возможен захват его колебаний. В результате кварцевый генератор будет производить колебания с частотой помех. Для того, чтобы это явление не проявлялось в опорном генераторе на его выходе обычно ставят усилитель, основное назначение которого не пропустить внешние колебания в кварцевый генератор. Подобная схема приведена на рисунке 3.

Не менее важным параметром, во многом определяющим фазовые шумы генератора (для цифровых схем — джиттер сигнала синхронизации), является напряжение питания, поэтому опорные кварцевые генераторы обычно запитывают от высокостабильного малошумящего источника напряжения и осуществляют фильтрацию питания RC или LC цепочками.

Наибольший вклад в нестабильность частоты кварцевого генератора вносит температурная зависимость резонансной частоты кварцевого резонатора. При изготовлении резонаторов кварцевых опорных генераторов обычно применяются AT-срезы, обеспечивающие наилучшую стабильность частоты в зависимости от температуры. Она составляет 1*10 -5 (10 миллионнных или 10 ppm). Пример зависимости частоты кварцевых резонаторов с AT-срезом от температуры при различных углах среза (шаг изменения угла среза 10") приведен на рисунке 4.

Нестабильности частоты 1*10 -5 достаточно для большинства радиоэлектронных устройств, поэтому кварцевые генераторы без специальных мер по повышению стабильности частоты применяются очень широко. Опорные генераторы с кварцевой стабилизацией без дополнительных мер по стабилизации частоты называются XO.

Как это видно из рисунка 4, зависимость частоты настройки кварцевого резонатора с AT-срезом от температуры хорошо известна. Более того, эту зависимость можно снять экспериментально для каждого конкретного экземплята кварцевого резонатора. Поэтому, если постоянно измерять температуру кварцевого кристалла (или температуру внутри кварцевого опорного генератора), то частоту генерации опорного генератора можно сместить к номинальному значению увеличивая или уменьшая дополнительную емкость, подключенную к кварцевому резонатору.

В зависимости от схемы управления частотой такие опорные генераторы называются TCXO (кварцевые генераторы с термокомпенсацией) либо MCXO (кварцевые генераторы с микроконтроллерным управлением). Стабильность частоты таких кварцевых опорных генераторов может достигать 0.5*10 -6 (0.5 миллионных или 0.5 ppm)

В ряде случаев в опорных генераторах предусмотрена возможность подстройки номинальной частоты генерации в небольших пределах. Подстройка частоты осуществляется напряжением, подаваемым на варикап, подключенный к кварцевому резонатору. Диапазон подстройки частоты генератора не превышает долей процента. Такой генератор называется VCXO. Часть схемы опорного генератора (без схемы термокомпенсации) приведена на рисунке 5.

В настоящее время многие фирмы выпускают опорные генераторы со стабильностью частоты до 0,5*10 -6 в малогабаритных корпусах. Пример чертежа подобного опорного генератора приведен на рисунке 6.

Литература:

Вместе со статьей "Опорные генераторы" читают:

http://сайт/WLL/KvGen.php

http://сайт/WLL/synt.php